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中國臺灣明緯MEANWELL
閱讀：3614 發布時間：2012-5-16電源線路濾波器中的漏電流 標準中的要求保護接地器在電氣設備出現故障或發生短路時，保護用戶不會受到危險接觸電壓的傷害。為確保此基本功能，保護接地線上的電流必須加以限制，這是為什么大多數產品安全標準中包含測量和限制條款的原因。辦公室設備和信息技術設備的產品安全標準EN 60950-1進行了相關說明。盡管都使用漏電流這個術語進行描述，但是標準在實際上對接觸電流和保護導體電流進行了區分。接觸電流是人在接觸電氣裝置或設備時，流過人體的所有電流。另一方面，保護導體電流是在設備或裝置正常運行時，流過保護接地導體的電流。此電流也稱為漏電流。所有電氣設備的設計都必須避免產生危及用戶的接觸電流和保護導體電流。一般來說，接觸電流不得超過3.5mA，采用下文所述的測量方法進行測量。3.5mA的極限值并不適用于所有設備，因此，在標準中，還對配備工業型開關電源接線器（B型可插拔設備）和保護接地器的設備進行了補充規定。如果保護接地電流不超過輸入電流的5％，那么接觸電流可以超過3.5mA。另外，等電位聯結導體的zui小截面積必須符合EN 60950-1的規定。zui后，但不是zui不重要的，制造商必須在電氣設備上附“警告！強接觸電流。先接地。”“警告！強漏電流。先接地。”除了普通的產品安全標準之外，還有關于無源EMI的安全標準。在歐洲，新頒布了EN 60939，自2006年1月1日起代替了當時現行的EN 133200。然而，此標準沒有關于濾波器漏電流的附加要求。美國的EMI濾波器標準，UL 1283，與此不同。不僅需要進行所有常規安全試驗，還需要確認濾波器的漏電流。在默認情況下，此漏電流不允許超過0.5mA。否則，濾波器必須附帶一個安全警告，說明濾波器不適用于住宅區。必須提供接地連接器以防觸電，另外濾波器必須連接到接地電源引出線或接頭上。
漏電流的計算 本節將說明計算漏電流的方法。因為元件存在誤差，并且電網（對于3相供電網）的不平衡只能估計，所以實際結果不一定等于測量結果。另一方面，對順序生產的每一個濾波器都進行漏電流測量是不合理的，所以一般來說，制造商提供的漏電流都是根據計算值。對于所有的計算，磁性元件的寄生元件及保護接地器的阻抗均忽略不計。計算時只考慮濾波器電容的誤差。EMI濾波器電容一般用來抑制差模和共模干擾。對于前者，在相位之間，以及相位和中性導體之間，連接有所謂的X電容。對于共模抑制，相位和接地之間采用Y電容。電容器對于頻率和電壓的依存關系也沒有考慮。這對于陶瓷電容器是非常重要的，因為這種電容器會受到電壓和頻率的明顯影響。因此，采用陶瓷電容器的濾波器的漏電流也比計算結果更大。
3相供電網中的漏電流 要計算3相供電網中的漏電流，需要確定電源中性點MQ和負載中性點ML之間的電壓。在電源端，是3個相電壓UL1、UL2和UL3，與中性點MQ相連接。在負載端，是3個阻抗Z1、Z2和Z3，也與一個星型相連接。兩個中性點MQ和ML通過阻抗ZQL相連，此阻抗上的壓降為UQL。
圖1：電源和負載和星型連接
阻抗ZQL的實際電壓UQL可以使用下述公式計算：
無源3相濾波器的一種常見配置是3個X電容器的中性點連接，并通過Y電容器與地電位或者濾波器的外殼相連接。對于平衡電容電網，漏電流可以忽略。另一方面，當相位之間達到zui高的不平衡時，電網達到zui高的漏電流值。不平衡的原因包括電容器值的公差，以及供電網的電壓不平衡。
圖2：3相濾波器的典型電容器配置
因此，漏電流的關鍵要素是電容器CX1、CX2和CX3的不平衡產生的電壓UQL。對于大多數濾波器，額定值是相同的，但是也存在制造公差的影響。電容器CY處的壓降UQL產生的漏電流Ileak, max可以根據下式確定： 
當
時 大多數制造商在確定無源濾波器中的電容器的額定值時，公差為±20%。CY的zui高壓降發生在兩個X電容器具有zui小的公差，而一個電容器具有zui大公差的時候。另外，假設CY的公差值zui大。將這些假設代入方程（1）和（2），則漏電流為：
為更好地了解此理論，可以提供一個480V 3相濾波器的計算實例。電容器值為CX=4.4F、CY=1.8F；所有電容器的公差均為制造商規定的±20%。不考慮電源電壓的不平衡，計算出的漏電流大約為23mA。
實踐經驗表明電容器的公差差距不會如此之大。比較真實的公差范圍從-20％至0％。根據此假設，上述計算得出大約為10 mA。應該指出：不同制造商采用漏電流計算方法并不統一。因此，即使兩個濾波器和元件值相同，但是漏電流可能不同。 到目前為止，在計算中并沒有考慮供電網的電壓不平衡。在實際應用中，供電網確實存在不平衡。為在計算中考慮進此因素，采用了供電網標準EN 50160，此標準規定了公共供電網的狀態。根據此標準，地區供電網的電壓不平衡應該不超過3％。將此條件代入前述計算，當電容器公差為±20%時，漏電流上升到26mA，當公差為+0/-20%時，漏電流為13mA。單相供電網中的漏電流與3相供電網相比，單相供電網中的漏電流計算要容易的多。在電壓和頻率給定之后，漏電流只取決于總電容。圖3所示是單相濾波器的典型電容器回路。
圖3：單相濾波器的典型電容器配置
在正常工作時，漏電流由電容器CYL和CYN決定。總電流值由下式給出：
當CX=100nF、CY=2.2nF，并且給定的公差為±20%時，漏電流為190A。zui壞的情形發生在中性導體斷開的時候。此時，總電容由兩個平行電容器組成：一邊是CYL，另一邊是串聯的CX和CYN。圖4是等效電路圖。
圖4：中性導體斷開時的總電容
總電容根據下述公式計算：
在發生故障時，zui大漏電流可以高達377。
漏電流的測量計算漏電流是一件事情，進行測量又是另外一件事情。各種產品安全標準規定了必要的測量方法。盡管不同標準之間存在差異，基本方法是類似的。下文將詳細敘述根據EN 60950進行計算。根據EN 60950進行測量我們在“標準中的要求”中提到：EN 60950使用術語“接觸電流”和“保護接地電流”而不是“漏電流”。測得的電流總是接觸電流。因為單相和3相供電網所用的方法非常類似，所以只敘述單相設備所用的方法。基本測量設置如圖5所示。測量設備的輸出B與系統的接地中性導體相連接。輸出A通過開關STEST與設備的接地端子相連接。開關SPE打開。
圖5：接觸電流的測量設置另外，測量必須采用反極性。為此，電路使用了開關SPOL。許可漏電流取決于設備的類型，并在標準中進行了規定。另外，設備可操作件的接觸電流的測量與設備類型無關。然而，并沒有詳細描述該測量，因為與漏電流自身無關。圖5所示的測量設備可以有2種版本。*種可能性采用下圖所示的電壓測量回路。
圖6：電壓測量設備
W RS 1500
W RB 500
W R1 10
CS 0.22 m
m C1 0.022
，輸入電容必須小于200pF。頻率范圍需要在15Hz至1MHz之間。U2到Ileak的轉換公式為：W測量電壓U2所需的輸入阻抗必須大于1M
除了根據圖6測量電壓之外，還可以根據圖7所示的電路測量電流。
圖7：電流測量設備
M 動圈式儀表
R1+ RV1+ Rm 在C=150 nF±1%時，1500±1%，或者
在C=112 nF±1%且0.5 mA DC時，2000±1%
D 測量整流器
RS 無感應電阻器，量程X 10
S 量程選擇器對于非正弦波形，并且頻率超過100Hz，則圖6所示電壓測量可以獲得更為的結果。在“漏電流的測量”中，已經提到當供電網和電容網絡取得平衡時，漏電流zui低。任何不平衡都將增大漏電流。考慮到這一點，很明顯供電網拓補對于設備漏電流具有明顯的影響。對于某些供電網，甚至需要設計開關電源來降低漏電流。特別是在日本供電網中使用歐洲生產的濾波器。日本供電網的特殊性是一個事實，一個相直接接地。如圖8所示。
圖8：日本供電網的原理這種設置類型的并聯連接是一個分支為LL2，另一個分支為CL2和C0。等效電路如圖9所示。
圖9：圖8的等效電路 對于這種布局，接地阻抗*不同，從而產生不同的壓降和漏電流。因此，歐洲濾波器的漏電流額定值不能自動用在日本供電網中。一種可能的解決方案是更改濾波器接地相的阻抗，從而產生不平衡的濾波器。另外一種備選方案是增加所有相位的阻抗，從而降低濾波器的總接地電容（Y電容），這樣保持了濾波器的對稱設置并且沒有顯著增大漏電流。
總結 出于安全考慮，在使用無源EMI濾波器時，需要考慮漏電流的影響。一般來說，大多數制造商定義了正常運行時每個相位的漏電流。一般來說，漏電流的額定值不是測量的結果，而是計算值。計算前提并沒有統一的標準，而是由制造商規定。這些前提包括元件的公差、電源電壓的不平衡和操作模式（正常運行、故障狀態）。因此，即使兩個濾波器的電路圖和元件的額定值相同，但是漏電流可能明顯不同。各種產品安全標準中規定了漏電流的測量，因此易于復制。然而，不能100％地進行生產測試。只在驗證過程中，才進行類型測試。zui后，但不是zui不重要的，漏電流還在很大程度上取決于供電網。在歐洲供電網中漏電流很低的濾波器在日本供電網中就表現出很大的漏電流。因此，很容易使現有的漏電流斷路器跳閘。盡責的制造商在其規范中總是標注可能發生的zui大漏電流。zui終用戶很難可靠地計算設備或裝置的總漏電流。
大功率開關電源中EMI干擾的抑制
1 引言 隨著開關電源應用領域的不斷擴大，其電磁干擾已成為一個很嚴重的問題，為了使電源產品滿足EMC的要求，設計人員就應在設計階段考慮這一問題，同時也要做好在現場處理這一問題的準備。2 開關電源EMI的特點與危害 開關電源的功率管工作在非線性條件下，采用脈寬調制（PWM）開關控制方式，加之開關頻率的不斷提高，使得電磁干擾越來越突出，對電網造成污染。因干擾的存在，輸入電源的電網受到了干擾，影響到其它設備，使其不能正常的工作，也影響到電網的供電質量。所以尋找干擾抑制的方法是很必要的。 3 大功率開關電源中EMI抑制實驗 在中科院近代物理研究所新建的大型物理實驗裝置CSR冷卻存儲環中，有大量開關電源為磁鐵提供電能，以滿足試驗所需的磁場能量。其中19/370V開關電源就是運用在其冷卻段。由于在設計和生產階段，廠家未考慮電磁兼容問題，以至于在安裝調試階段，造成對其他設備的影響，也是輸入電網受到污染，為此我們按照圖1（a）所示得方案，對其進行EMI干擾測試，其結果見圖1（b）。測試儀器是德國SCHWARZBECK公司生產的FCKL1528接機一臺，NNLK 8129線路阻抗穩定網絡（LISN）一臺，計算機一臺。
圖1（a）測試方案
圖1（b）測試數據
根據圖1的方案和結果可以看出，在該臺設備未做任何改造以前，其EMI干擾是存在的，而且很嚴重超越國家標準GB4824-2001關于1組A類傳導騷擾的標準（150KHz～0.5MHz 是79dB，0.5MHz～30MH是73 dB），尤其是在150KHz～2MHz之間。為此，我們采用了截斷干擾源的方法，即利用EMI濾波器（濾波器的接地要可靠）和一變壓器（△/Y-11接發），該變壓器其隔離作用，其中EMI濾波器的原理圖如圖2所示，共按照三種方案測試，通過測試，找出適合我們需要的方案。
圖2 EMI濾波器的原理圖
1、方案一及測試數據
圖3（a）方案一
圖3（b）由方案一測得得數據
2、試驗方案二及測試數據
圖4（a）方案二
圖4（b）由方案二測得得數據
3、試驗方案三及測試數據
圖5（a）方案三
圖5（b）由方案三測得得數據
經過一系列的實驗，我們可以看出，按照方案一（圖3a）進行改造，可以使設備的EMI傳導干擾在150KHz～1.5MHz平均衰減15dB（由圖1b和圖3b比較所得）;按照方案二（圖4a）進行改造，可以使設備的EMI傳導干擾在150KHz～1.5MHz平均衰減30dB（由圖1b和圖4b比較所得）; 按照方案三（圖）進行改造，可以使設備的EMI傳導干擾在150KHz～1.5MHz平均衰減35dB（由圖1b和圖5b比較所得）。
對于不同的方案，為什么會有不同的結果？因為我們的目的是降低EMI干擾。為了達到這一目的，我們采用的是在電網與電源之間插入EMI濾波器，這樣就可以達到干擾信號的衰減。但由于不同的方案所插入濾波器的阻抗值不同，插入損耗也不同，插入損耗的計算可由下式求
式中：V1- 沒有濾波器時負載上的噪聲電壓：V2- 插入濾波器時負載上的噪聲電壓。 從數據的分析，我們可以看出，我們所采用的方案都對EMI傳導干擾起到了抑制作用，但從噪音衰減的數值分析，方案二是*的。zui終我們采用方案二做為本次改造的*方案。
功率因數校正器的輔助電路設計
引言 近20年來電力電子技術得到了飛速的發展，已廣泛應用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領域。電力電子裝置多數通過整流器與電力網接口，經典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個非線性電路，在電網中產生大量電流諧波和無功污染了電網，成為電力公害。電力電子裝置已成為電網zui主要的諧波源之一。抑制電力電子裝置產生諧波的方法主要有兩種，一是被動方式，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或濾除諧波；另一種是主動式的方法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低、功率因數高的特點，即具有功率因數校正功能。因此近年來功率因數校正（PFC）電路得到了很大的發展，成為電力電子學研究的重要方向之一。而在功率因數校正器中輔助電路對其安全正常工作至關重要，輔助電路能夠防止從電網傳入電磁噪聲，抑制裝置產生的電磁噪聲返回電網，抑制過大的起動沖擊電流，消除浪涌噪聲干擾等。由此可見，功率因數校正器中輔助電路設計的好壞將直接影響功率因數校正器的效能，因此，對于輔助電路的設計不容忽視。
2 主要技術指標 該功率因數校正器的主要技術指標為：1） 輸入：單相AC220V±20%，即176V~264V，頻率為50HZ±5%；
2） 輸出：DC400V，負載在10% ~100%間變化時，電壓調整率小于1%，輸出功率為3KW；
3） 滿載輸出時，功率因數大于0.99，效率大于80%。3 輔助電路的設計 輔助電路的設計包括：
1.EMI濾波電路；
2.起動電流抑制電路；
3.開關的浪涌吸保護電路；
4.開關管的驅動保護電路。3.1 EMI濾波電路的選擇輸入EMI濾波電路的作用有兩方面：*，防止從電網傳入電磁噪聲，對裝置形成干擾；第二，抑制裝置產生的電磁噪聲返回電網，造成電網公害。
所謂的EMI（Electro-Magnetic Interference）是指電磁干擾，包括傳導干擾和輻射干擾兩種形式。在本設計中，由于輻射干擾比傳導干擾小得多，而且容易抑制，所以主要考慮對傳導干擾的濾除。傳導干擾分為共模干擾和差模干擾兩種，共模干擾是相線與大地之間的干擾信號；差模干擾是在相線之間，與輸入功率通道相同的干擾信號。目前市面上已有很多EMI濾波器成品，但基本上都是針對共模干擾信號設計的，差模干擾抑制效果很差。本設計中，由于高次諧波含量較大，需要差模干擾抑制效果較好，因此市面上的EMI濾波器均不能滿足其要求，需要設計適當的EMI濾波器。
圖1 EMI濾波電路原理圖
本設計中的EMI濾波電路如圖1所示，L1、L2為差模干擾抑制電感，L3、L4為共模干擾抑制電感，C1、C4為差模干擾濾除電容，C2、C3、C5、C6為共模干擾信號濾除電容。在設計中應注意使EMI電路的電容電感諧振頻率低于升壓斬波工作頻率。 電感L1、L2與電容C1、C4構成一個低通濾波器。由于電感對工頻信號阻抗很小，電容對工頻信號的阻抗很大，因此對工頻信號基本沒有影響；對于高頻信號電感的阻抗很大，電容的阻抗很小，所以高頻的干擾信號通過電容形成的回路而消除。電感值一般在幾十微亨至幾毫亨，在體積允許的前提下，應盡量取得大一些。電容容量一般應在幾千微微法至零點幾微法。 上述電路雖然對高頻差模干擾信號能起較好的濾波作用，但對流向為同一方向的共模干擾信號無法濾除。為了濾除共模干擾信號，利用L3、L4和C2、C3、C5、C6形成共模干擾抑制電路。共模電感采用兩條輸入線在鐵芯上并繞，因此負載電流產生的磁通相互抵消，而共模干擾信號產生的磁通則相互疊加。所以該電感對負載電流不起作用，對共模干擾信號呈現高阻抗。通過電容將共模干擾信號引入大地。共模電感一般應在幾十微亨到幾毫亨之間，在體積允許的前提下，應盡量取得大一些，以提高抑制效果。電容容量一般應在幾千微微法到零點幾微法。
差模電感L1、L2流過的電流為負載電流，為了防止鐵芯飽和，選用導磁率比較低的材料作為鐵芯，在本設計中選用鐵粉芯作為鐵芯。共模電感L3、L4只對共模干擾信號起作用，所以不存在鐵芯飽和問題，因此可以采用導磁率高的材料作為鐵芯，在本設計中采用鐵氧體作為鐵芯。電容C1、C4接在輸入線之間，所承受的zui大電壓是zui大輸入電壓，因此選用250V的交流電容。電容C2、C3、C5、C6接在輸入線與大地之間，為了防止高壓擊穿，這幾個電容的耐壓應選擇的比較高，本設計中選用耐壓為4KV的高壓瓷片電容。具體的參數分別為：L1、L2均為100uH，L3為2.8mH，L4為7.8mH，C1、C4均為2.2uF，C2、C3均為0.01uF，C5、C6均為0.0047uF。
3.2 起動電流抑制電路 開關電源一般采用電容輸入型回路，在起動的瞬間，交流輸入電壓通過整流器對電容器進行充電。由于電容器的等效串聯阻抗很小，并且通常采用多個電容器并聯使用，使得其阻抗更小；因此起動沖擊電流很大。為了對輸入回路的斷路器、輸入熔斷器、整流器等進行保護，同時減小對其它電子設備的不良影響，需要在起動時設置沖擊電流抑制電路。
圖2 起動電流抑制電路
在交流輸入為網高壓、相位為900時，沖擊電流出現zui大值。應把沖擊電流抑制在多大范圍內，并無具體規定。因此主要應視具體情況來選擇電路參數。沖擊電流抑制回路如圖2（a）所示，其中，R為接入的沖擊電流抑制電阻，Relay為繼電器的常開點。起動時，由于起動電阻串接在輸入回路中，可把沖擊電流限制到我們所希望的范圍內。當電容器充有足夠的電壓、認為起動過程可以結束時，通過繼電器Relay將電阻R旁路（短接），電路正常工作。本設計中，zui大輸入電壓為264伏。等效負載電阻為：
若接入的電阻，則可把起動電流限制到負載電流的水平，則起動過程是相當安全的。但由于調節器的輸入電容較大（6000uF），則輸入電容結束充電的時間長，一般為（3~5）RC，取4RC=1.3秒，加上繼電器控制電路的延時；則起動電阻的實際投入時間會超過2秒，若起動過程的平均電流為4安，則電阻的功耗峰值為848W，2秒的起動過程會產生1600焦耳以上的熱量。因此要選擇功耗很大的電阻器，尺寸也會很大，這是令人難以接受的，也是不現實的。為此，應選擇阻值更大的電阻器，而阻值加大，結束起動過程隨之延長，仍難令人滿意。因止在抑制電阻回路中再串入一個負溫度系數的熱敏電阻NTCR，見圖2（b）。一方面，在起動過程剛開始時，電路有較強的抑流能力；另一方面，隨著起動過程的進行，負溫度系數電阻的阻值下降，使電容器的充電電流又不至于太小，起動過程不至過長。 3.3 開關浪涌吸保護電路 本應用中的開關元件選擇為IGBT模塊。IGBT是一種電壓控制的大功率高速可自關斷的電力電子元件。它屬于復合型器件，由MOSFET和晶體管構成達林頓結構。IGBT與其它功率開關一樣，在開關管關斷時，由于主回路電流的急劇下降，主回路存在的寄生電感將會引起很高的集源電壓，稱為開關浪涌電壓。開關浪涌電壓的峰值很高，可達常的兩倍。這樣高的浪涌電壓就可能使IGBT超過其安全工作區，導致IGBT損壞，另外它也是產生噪聲的一個原因。
圖3 吸電路原理圖 抑制浪涌電壓的有效措施是采用吸電路，電路如圖3所示。吸電路的原理是：當開關管關斷時，蓄積在寄生電感中的能量通過開關的寄生電容（圖中未畫出）充電，開關電壓上升；當此電壓上升到吸電容C的電壓與輸出電壓之和時，吸二極管導通。由于電容器的電壓不能突變，因此開關的電壓上升率被限制。
3.4 開關管的驅動保護電路
柵極驅動電路的設計是否合理，是IGBT實際應用中的一個重要問題。IGBT驅動電路形式一般有三種：直接驅動型、隔離驅動型和集成模塊驅動型。
在電路設計中選用芯片，因為芯片都帶有比較*的保護功能，可靠性高，只需很少的外圍元件，使用方便。目前市場上已有很多芯片，如美國MOTOROLA公司的MPD系列、日本東芝公司的TK系列、日本富士公司的EXB系列等。在本設計中，選用富士公司的EXB840，它能驅動7、1200V的IGBT管，加直流20V作為集成塊的工作電源。開關管頻率在40KHZ以下，整個驅動電路動作快，信號延時不超過1.5毫秒。內部利用穩壓二極管產生的負5伏電壓，除供內部使用外，還為外部提供負偏壓。集成塊采用高速光耦輸入隔離，并有過流檢測及過載慢速關柵等功能。
圖4 IGBT驅動電路 圖4為具有過流檢測，軟管端的驅動電路圖。該驅動電路的工作原理是：輸入信號經反相器進入14腳，輸出驅動信號從3腳輸出。當IGBT出現過流時，5腳出現低電平，光耦SOI有輸出，對PWM信號提供一個封鎖信號，該信號使驅動脈沖轉化為一系列窄脈沖，對EXB840實行軟關斷。
4 結語 輔助電路對于變換器的安全正常工作非常重要，因此，對于輔助電路的設計不容忽視。本文對功率因數校正器輔助電路中的濾波電路設計、起動電流抑制電路的設計和開關的浪涌吸保護電路的設計進行了分析，實驗結果達到了預期的主要技術指標要求。
功率因數校正技術的新型控制策略綜述 PFC電路在提高電力電子裝置網側功率因數、降低電網諧波污染方面起著很重要的作用。隨著PFC技術應用的普及，PFC電路拓撲日漸成熟。關于PFC控制系統與控制策略的研究目前仍然十分活躍，這從側面反映出該領域還有許多問題尚待解決[1]。PFC技術的每一種控制策略都有其優缺點，本節簡單總結了PFC技術的經典控制策略，對比分析了幾種新型控制策略的優缺點，指出了PFC控制技術的發展趨勢。
2.PFC整流器的經典控制策略 電力電子電路的六種基本拓撲結構（Buck、Boost、Buck-boost、Flyback、Sepic、Cuk）原則上都可以構成PFC，但因Boost電路的*優點，在實際中應用zui多。PFC的控制策略按照輸入電感電流是否連續，PFC分為不連續導通模式（DCM）和連續導通模式（CCM）。DCM的控制可以采用恒頻、變頻、等面積等多種方式。CCM模式根據是否直接選取瞬態電感電流作為反饋和被控制量，有直接電流控制和間接電流控制之分。直接電流控制有峰值電流控制（PCMC）、滯環電流控制（HCC）、平均電流控制（ACMC）、預測瞬態電流控（PICC）、線性峰值電流控制（LPCM）、非線性載波控制（NLC）等方式。電流的控制也可以通過控制整流橋輸入端電壓的方式間接實現，稱為間接電流控制或電壓控制[2]。
2.2.1 DCM控制模式 DCM控制又稱電壓跟蹤方法，它是PFC中簡單而實用的一種控制方式，應用較為廣泛。DCM控制模式的特點：（1）、輸入電流自動跟蹤電壓并保持較小的電流畸變率；（2）、功率管實現零電流開通（ZCS）且不承受二極管的反向恢復電流；（3）、輸入輸出電流紋波較大，對濾波電路要求較高；（4）、峰值電流遠高于平均電流，器件承受較大的應力；（5）、單相PFC功率一般小于200W，三相PFC功率一般小于10kW。2.2.2 CCM控制模式CCM相對DCM其優點為：（1）、輸入和輸出電流紋波小、THD和EMI小、濾波容易；（2）、RMS電流小、器件導通損耗小；（3）、適用于大功率應用場合。CCM模式下有直接電流控制與間接電流控制兩種方式。直接電流控制的優點是電流瞬態特性好，自身具有過流保護能力，但需要檢測瞬態電流，控制電路復雜。間接電流控制的優點是結構簡單、開關機理清晰。
3.PFC整流器的新型控制策略3.1 單周控制技術單周期控制技術（One-Cycle Control）[3]是九十年代初由美國加州大學的Keyue M Smedley提出的，它是一種不需要乘法器的新穎控制方法，將這種控制方法應用于功率因數校正是近年來一種新的嘗試。單周控制是一種非線性控制技術，它同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關、積分器、觸發電路、比較器達到跟蹤指令信號的目的。它的基本思想是在每一個開關周期內使受控量的平均值恰好等于或者正比于控制參考量，單周期控制術在控制回路中不需要誤差綜合，它能在一個周期內自動消除穩態、瞬態誤差，前一周期的誤差不會帶到下一周期，同時單周期控制技術還具有優化系統響應、開關頻率恒定、減小畸變、抑制電源干擾和易于實現等優點。這種控制技術可廣泛應用于非線性系統的場合，現已在DC-DC變換器、開關功率放大器、有源電力濾波器、靜止無功發生器以及單相、三相功率因數校正等方面得到大量應用。 將單周控制制的基本原理應用于各種電流控制上，就可以得到電荷控制（Charge Control），準電荷控制（Quasi-ChargeControl），非線性載波控制（Nonlinear carrier Control） 和輸入電流整形技術（Input Current Control）等功率因數校正的新型控制技術。從形式上看電荷控制是電流型的單周期控制，其控制思想是控制開關的電流量，使之在一個周期內達到期望值。準電荷控制也是一種電流型的單周控制。準電荷控制是在電荷控制的基礎上,用RC網絡代替電荷控制中電路中的C網絡。非線性載波控制的控制電流可為開關電流、二極管電流或電感電流，從電路的拓撲結構上講非線性載波控制技術是在電荷控制的基礎上增加了一個外加的非線性補償，提高了系統的穩定性。在非線性載波控制中當電路工作在電流連續狀態下，系統就是穩定的，而電路工作在斷續狀態下，系統是小信號穩定的。另外非線性載波控制工作在斷續條件下會產生輸入電流的畸變。輸入電流整形技術檢測二極管上的電流，從形式上說是一種類似于非線性載波控制的控制方案，從控制的實質上講它是平均電流控制的一種反用。3.2 空間矢量調制 空間矢量調制（Space Vector Modulation）[4]是80年代中后期發展起來的，zui初的應用是使電機獲得圓形的旋轉磁場，稱為“磁鏈跟蹤”。目前，空間矢量調制的概念遠遠超出了電機調速的范疇，成為與SPWM相并行的一種PWM調制技術。空間矢量調制也是矩陣式變換器的*調制方式，三相功率因數校正電路的數字化實現也可用此方式。在模擬控制中，用abc三相對稱坐標系，控制量是分段正弦的；在數字化實現時，用同步旋轉的d-q正交坐標系，此時，控制量在穩態時為常量，容易保證好的穩態特性。模擬控制時，控制變量是時變的，在電壓、電流過零時，可能出現不連續，并且由于模擬控制器的工頻增益有限，電流畸變通常比數字控制大。數字控制的帶寬主要受運算速度和采樣延遲的限制。隨著微控制器的性能價格比不斷提高，基于SVM的數字化實現會越來越具吸引力。空間矢量在理論分析上也有優點，用其描述三相電路的狀態軌跡，非常直觀。3.3 無差拍控制無差拍控制（Deadbeat control）[5]是一種在電流滯環比較控制技術基礎上發展起來的全數字化的控制技術。它的基本思想是將輸出參數等間隔的劃分為若干個取樣周期。根據電路在每一取樣周期的起始值，預測在關于取樣周期對稱的方波脈沖作用下某電路變量在取樣周期末尾時的值。適當控制方波脈沖的極性與寬度，就能使輸出波形與要求的參數波形重合。不斷調整每一取樣周期內方波脈沖的極性與寬度，就能獲得波形失真小的輸出。無差拍控制的zui顯著的優點就是數學推導嚴密、跟蹤無過沖、系統動態響應快、易于計算機執行等，缺點是它要求建立的數學模型，當理想模型與實際對象有差異時，劇烈的控制動作會引起輸出電壓的振蕩，不利于系統穩定運行。隨著數字信號處理單片機（DSP）應用的不斷普及，這是一種很有前途的控制方法基于空間電壓矢量PWM的電流無差拍控制方法，開關頻率恒定，調節性能良好，代表了目前上PFC技術的較高水平。3.4 滑模變結構控制滑模變結構控制[6]適應了電力電子變換器的開關非線性特性，能夠根據變換器運行狀態，有效的控制變換器工作狀態的切換，實現變換器的控制目標，動態性能好且魯棒性強，這樣，滑模變結構控制就能很容易地應用于整流器、逆變器等相關領域的應用研究，從而zui有望成為電力電子變換器實用的控制技術。變流器的時變參數問題是人們一直努力解決的問題。考慮到開關變換器的開關切換動作與變結構系統的運動點沿切換面高頻切換有動作上的對應關系。因而可以考慮用滑模變結構這種方法來控制變流器。在整流器的功率因數校正系統中，輸入電流的穩態特性和輸出電壓暫態特性之間存在著矛盾的關系，應用滑模變結構控制方法，可以在輸入電流的穩態特性和輸出電壓暫態特性之間進行協調，使輸入電流滿足有關標準的前題下，盡可能地提高輸出電壓動態響應。3.5 基于Lyapunov非線性大信號方法控制傳統控制方法的數學建模一般是基于系統的小信號線性化處理，這種方法的缺點是對系統的大信號擾動不能保證其穩定性。基于這種考慮，文獻[7]提出了用大信號方法直接分析這種非線性系統。仿真和實驗結果表明，系統對大信號擾動具有很強的魯棒性。 3.6 dqo變換控制 dqo變換控制[8]是根據瞬時無功功率理論，將電源電流分解到dqo坐標系下，得到兩個直流量Id 、Iq。指令電流Id*、Iq*由電壓控制環給出，由于參考值和反饋值在穩態時都是直流信號，所以可以做到無穩態誤差跟蹤，這種方法的控制精度高，但控制中涉及的計算復雜，隨著高性能的單片機及的矢量轉換芯片的出現，其實現也是可行的。 4 控制策略的總結與展望DCM控制盡管簡單，但由于器件承受較大的開關應力。限制了其功率應用范圍。CCM控制中，直接電流控制應是發展的主流，它適用于對系統性能指標和快速性要求較高的大功率場合。CCM模式下的電流控制需要乘法器和對輸入電壓、輸入電流進行檢測，控制電路復雜且成本高，乘法器的非線性失真也增加了輸入電流的諧波含量。因此，不帶乘法器的簡化控制成為PFC研究的一個熱點。尋求更加簡化的控制策略、降低PFC成本、減小THD和EMI、降低器件開關應力、提高整機效率仍然是今后PFC控制策略的發展趨勢。中大功率的電力電子設備在電網中占有很大比重，因此三相PFC應是PFC研究的重心。隨著三相PFC整機成本的提高和開關頻率的降低，依托高速的數字處理器，數字控制成為發展的主流。由于各種控制策略都有優缺點，將各種控制策略合理搭配，取長補短，可以到理想的控制效果，這也是控制技術發展的一個方向。與現代控制理論相關的控制方法如狀態反饋控制（極點配置）、二次型*控制、非線性狀態反饋、模糊控制、神經網絡控制等，都可以用在PFC電路中。但這些方法還不成熟，處于積極的探索之中。基于大功率電子設備的要求，目前多電平變換器和各種簡單拓撲的串聯、并聯等拓撲相繼提出，對于這些電路的控制，除采用現有的控制策略外，還嘗試發展更有針對性的控制技術。
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